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4.4 : Boucles de rétroaction - Biologie

4.4 : Boucles de rétroaction - Biologie


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Rappelez-vous que l'homéostasie est le maintien d'un environnement interne relativement stable. Lorsqu'un stimulus ou un changement dans l'environnement est présent, les boucles de rétroaction répondent pour maintenir le fonctionnement des systèmes près d'un point de consigne ou d'un niveau idéal.

Retour d'information

La rétroaction est une situation dans laquelle la sortie ou la réponse d'une boucle a un impact ou influence l'entrée ou le stimulus.

En règle générale, nous divisons les boucles de rétroaction en deux types principaux :

  1. boucles de rétroaction positives, dans lequel un changement dans une direction donnée provoque un changement supplémentaire dans la même direction. Par exemple, une augmentation de la concentration d'une substance provoque une rétroaction qui produit des augmentations continues de la concentration.
  2. boucles de rétroaction négatives, dans lequel un changement dans une direction donnée provoque un changement dans la direction opposée. Par exemple, une augmentation de la concentration d'une substance provoque une rétroaction qui entraîne finalement la diminution de la concentration de la substance.

Les boucles de rétroaction positive sont des systèmes intrinsèquement instables. Parce qu'un changement dans une entrée provoque des réponses qui produisent des changements continus dans la même direction, les boucles de rétroaction positives peuvent conduire à des conditions d'emballement. Le terme rétroaction positive est généralement utilisé tant qu'une variable a la capacité de s'amplifier, même si les composants d'une boucle (récepteur, centre de contrôle et effecteur) ne sont pas facilement identifiables. Dans la plupart des cas, la rétroaction positive est nocive, mais il existe quelques cas où la rétroaction positive, lorsqu'elle est utilisée de manière limitée, contribue au fonctionnement normal. Par exemple, lors de la coagulation du sang, une cascade de protéines enzymatiques s'activent mutuellement, conduisant à la formation d'un caillot de fibrine qui empêche la perte de sang. L'une des enzymes de la voie, appelée thrombine, agit non seulement sur la protéine suivante de la voie, mais a également la capacité d'activer une protéine qui l'a précédée dans la cascade. Cette dernière étape conduit à un cycle de rétroaction positive, où une augmentation de la thrombine conduit à d'autres augmentations de la thrombine. Il convient de noter qu'il existe d'autres aspects de la coagulation sanguine qui contrôlent le processus global, de sorte que les niveaux de thrombine n'augmentent pas sans limite. Mais si nous considérons simplement les effets de la thrombine sur elle-même, cela est considéré comme un cycle de rétroaction positive. Bien que certains puissent considérer cela comme une boucle de rétroaction positive, une telle terminologie n'est pas universellement acceptée.

Les boucles de rétroaction négative sont des systèmes intrinsèquement stables. Les boucles de rétroaction négatives, en conjonction avec les divers stimuli qui peuvent affecter une variable, produisent généralement une condition dans laquelle la variable oscille autour du point de consigne. Par exemple, les boucles de rétroaction négative impliquant l'insuline et le glucagon aident à maintenir les niveaux de glucose dans le sang dans une plage de concentration étroite. Si les niveaux de glucose deviennent trop élevés, le corps libère de l'insuline dans la circulation sanguine. L'insuline amène les cellules du corps à absorber et à stocker du glucose, ce qui abaisse la concentration de glucose dans le sang. Si la glycémie devient trop basse, le corps libère du glucagon, ce qui provoque la libération de glucose par certaines des cellules du corps.

Commentaire positif

Dans un mécanisme de rétroaction positive, la sortie du système stimule le système de manière à augmenter encore la sortie. Les termes courants qui pourraient décrire des boucles ou des cycles de rétroaction positive incluent « boule de neige » et « réaction en chaîne ». Sans réaction ou processus d'équilibrage ou d'« arrêt », un mécanisme de rétroaction positive a le potentiel de produire un processus d'emballement. Comme indiqué, certains processus physiologiques sont généralement considérés comme une rétroaction positive, bien qu'ils puissent ne pas tous avoir des composants identifiables d'une boucle de rétroaction. Dans ces cas, la boucle de rétroaction positive se termine toujours par un contre-signal qui supprime le stimulus d'origine.

Un bon exemple de rétroaction positive implique l'amplification des contractions du travail. Les contractions sont initiées lorsque le bébé se met en position, étirant le col de l'utérus au-delà de sa position normale. La rétroaction augmente la force et la fréquence des contractions jusqu'à la naissance du bébé. Après la naissance, l'étirement s'arrête et la boucle est interrompue.

Un autre exemple de rétroaction positive se produit pendant la lactation, au cours de laquelle une mère produit du lait pour son bébé. Pendant la grossesse, les niveaux de l'hormone prolactine augmentent. La prolactine stimule normalement la production de lait, mais pendant la grossesse, la progestérone inhibe la production de lait. À la naissance, lorsque le placenta est libéré de l'utérus, les niveaux de progestérone chutent. En conséquence, la production de lait augmente. Au fur et à mesure que le bébé tète, sa tétée stimule le sein, favorisant une nouvelle libération de prolactine, ce qui entraîne encore plus de production de lait. Cette rétroaction positive garantit que le bébé a suffisamment de lait pendant la tétée. Lorsque le bébé est sevré et ne tète plus de la mère, la stimulation cesse et la prolactine dans le sang de la mère revient aux niveaux d'avant l'allaitement.

Ce qui précède fournit des exemples de mécanismes de rétroaction positive bénéfiques. Cependant, dans de nombreux cas, les commentaires positifs peuvent être potentiellement dommageables pour les processus de la vie. Par exemple, la tension artérielle peut chuter considérablement si une personne perd beaucoup de sang en raison d'un traumatisme.

La pression artérielle est une variable régulée qui conduit le cœur à augmenter sa fréquence (c'est-à-dire à augmenter la fréquence cardiaque) et à se contracter plus fortement. Ces changements au cœur l'obligent à avoir besoin de plus d'oxygène et de nutriments, mais si le volume sanguin dans le corps est trop faible, le tissu cardiaque lui-même ne recevra pas suffisamment de flux sanguin pour répondre à ces besoins accrus. Le déséquilibre entre les demandes en oxygène du cœur et l'apport en oxygène peut entraîner d'autres lésions cardiaques, ce qui abaisse en fait la pression artérielle, entraînant un changement plus important de la variable (pression artérielle). La boucle réagit en essayant de stimuler le cœur encore plus fortement, ce qui entraîne d'autres dommages cardiaques… et la boucle continue jusqu'à ce que la mort s'ensuive.

Retours négatifs

La plupart des systèmes de rétroaction biologique sont des systèmes de rétroaction négative. La rétroaction négative se produit lorsque la sortie d'un système agit pour réduire ou atténuer les processus qui conduisent à la sortie de ce système, ce qui entraîne moins de sortie. En général, les boucles de rétroaction négative permettent aux systèmes de s'auto-stabiliser. La rétroaction négative est un mécanisme de contrôle vital pour l'homéostasie du corps.

Vous avez vu un exemple de boucle de rétroaction appliquée à la température et identifié les composants impliqués. Ceci est un exemple important de la façon dont une boucle de rétroaction négative maintient l'homéostasie est le mécanisme de thermorégulation du corps. Le corps maintient une température interne relativement constante pour optimiser les processus chimiques. Les impulsions neurales des thermorécepteurs sensibles à la chaleur dans le corps signalent l'hypothalamus. L'hypothalamus, situé dans le cerveau, compare la température corporelle à une valeur de consigne.

Lorsque la température corporelle baisse, l'hypothalamus initie plusieurs réponses physiologiques pour augmenter la production de chaleur et conserver la chaleur :

  • Le rétrécissement des vaisseaux sanguins de surface (vasoconstriction) diminue le flux de chaleur vers la peau.
  • Des frissons commencent, augmentant la production de chaleur par les muscles.
  • Les glandes surrénales sécrètent des hormones stimulatrices telles que la norépinéphrine et l'épinéphrine pour augmenter les taux métaboliques et donc la production de chaleur.

Ces effets provoquent une augmentation de la température corporelle. Lorsqu'il revient à la normale, l'hypothalamus n'est plus stimulé et ces effets cessent.

Lorsque la température corporelle augmente, l'hypothalamus initie plusieurs réponses physiologiques pour diminuer la production de chaleur et perdre de la chaleur :

  • L'élargissement des vaisseaux sanguins de surface (vasodilatation) augmente le flux de chaleur vers la peau et se fait rougir.
  • Les glandes sudoripares libèrent de l'eau (sueur) et l'évaporation refroidit la peau.

Ces effets provoquent une baisse de la température corporelle. Lorsqu'il revient à la normale, l'hypothalamus n'est plus stimulé et ces effets cessent.

De nombreux mécanismes homéostatiques, comme la température, ont des réponses différentes si la variable est supérieure ou inférieure au point de consigne. Lorsque la température augmente, nous transpirons, lorsqu'elle diminue, nous frissonnons. Ces réponses utilisent différents effecteurs pour ajuster la variable. Dans d'autres cas, une boucle de rétroaction utilisera le même effecteur pour ajuster la variable vers le point de consigne, que le changement initial de la variable soit supérieur ou inférieur au point de consigne. Par exemple, le diamètre pupillaire est ajusté pour s'assurer qu'une quantité appropriée de lumière pénètre dans l'œil. Si la quantité de lumière est trop faible, la pupille se dilate, si elle est trop élevée, la pupille se contracte.

Cela peut être comparé à la conduite. Si votre vitesse est supérieure au point de consigne (la valeur que vous voulez qu'elle soit), vous pouvez soit simplement diminuer le niveau de l'accélérateur (c'est-à-dire la roue libre), soit activer un deuxième système - le frein. Dans les deux cas, vous ralentissez, mais cela peut être fait en « reculant » sur un système ou en ajoutant un deuxième système.

Regardons comment ces deux exemples fonctionnent en relation avec l'homéostasie normale de la pression artérielle.

La pression artérielle est mesurée lorsque le sang circulant exerce une pression sur les parois des artères du corps. La pression artérielle est créée initialement par la contraction du cœur. Les changements dans la force et le taux de contraction seront directement liés aux changements de la pression artérielle. Les modifications du volume sanguin seraient également directement liées aux modifications de la pression artérielle. Les changements dans le diamètre des vaisseaux à travers lesquels le sang circule modifieront la résistance et auront un changement opposé sur la pression artérielle. L'homéostasie de la pression artérielle implique des récepteurs surveillant la pression artérielle et des centres de contrôle initiant des changements dans les effecteurs pour la maintenir dans une plage normale.


Matériaux biofonctionnalisés comportant des circuits d'anticipation et de rétroaction illustrés par la détection de la toxine botulique A

Les boucles de rétroaction et de rétroaction sont des éléments régulateurs clés de la signalisation cellulaire et du traitement de l'information. La biologie synthétique exploite ces éléments pour la conception de circuits moléculaires qui permettent la reprogrammation et le contrôle de fonctions cellulaires spécifiques. Ces circuits servent de base à l'ingénierie de réseaux cellulaires complexes, ouvrant la porte à de nombreuses applications médicales et biotechnologiques. Ici, un principe similaire est appliqué. Des circuits d'anticipation et de rétroaction positive sont incorporés dans des matériaux polymères biohybrides afin de développer des dispositifs de détection et de traitement du signal. Ce concept est illustré par la détection de l'activité protéolytique de la neurotoxine botulinique A. Dans ce but, des protéases spécifiques au site sont incorporées dans des matériaux récepteurs, émetteurs et de sortie, et leur libération, diffusion et/ou activation sont câblées selon un circuit d'anticipation ou de rétroaction positive. Le développement d'un modèle mathématique quantitatif permet d'analyser et de comparer les performances des deux systèmes. La conception flexible pourrait être facilement adaptée pour détecter d'autres toxines ou molécules d'intérêt. En outre, la signalisation cellulaire ou les voies de régulation des gènes pourraient fournir des plans supplémentaires pour le développement de nouveaux circuits biohybrides. De tels circuits biologiques de traitement de l'information et intégrés dans des matériaux sont très prometteurs pour une variété d'applications analytiques, médicales ou biotechnologiques.


Pourquoi mon enfant de 4 ans est-il provocant ? 7 solutions pratiques

1. Donnez un exemple positif

Gardez votre sang-froid sous contrôle.

La pire chose que vous puissiez faire est de répondre au comportement agressif et perturbateur de votre enfant par plus d'agressivité.

Cela ne fera que confirmer à votre enfant qu'il s'agit du comportement acceptable et de la bonne façon d'afficher ses émotions.

2. Agir vite

C'est crucial et un moyen intelligent de désamorcer une crise de colère avant qu'elle n'aille trop loin.

Une fois que vous voyez le comportement perturbateur émerger, agissez rapidement et éliminez-le rapidement.

Par exemple, "Si vous ne posez pas cela maintenant, la télévision s'éteint et reste éteinte toute la journée".

Sauvegardez ce que vous dites et soyez ferme dans votre approche. Votre enfant est assez grand pour comprendre que vos menaces ne sont pas vides de sens.

3. Soyez répétitif

Si vous avez réprimandé votre enfant pour une infraction mineure une fois et que vous ne faites plus exactement la même chose, il apprendra bientôt qu'il s'agit d'une menace vide et continuez à appuyer sur vos boutons jusqu'à ce que vous cédiez.

Finalement, toute cette répétition sera payante et votre menace sera suffisamment bonne pour limiter les comportements de défi.

4. Boucle de rétroaction

Une boucle de rétroaction est le meilleur moyen d'adapter constamment votre parentalité pour gérer le comportement de votre enfant.

(Je vais devenir un peu technique ici, mais reste avec moi)

Les fournisseurs de services de messagerie (comme Gmail, Yahoo, etc.) ont ce flux constant de boucles de rétroaction que leurs clients leur fournissent lorsqu'ils reçoivent des e-mails.

Les bons e-mails vont dans la boîte de réception, les spams vont dans le dossier spam. Assez simple, non?

Eh bien, si c'est assez bon pour Google, c'est assez bon pour vous !

Parlez à votre enfant après chaque explosion (pas directement, donnez-lui au moins 20 minutes et moins d'une heure)

Découvrez ce qui a déclenché l'explosion, pourquoi il a décidé d'agir de la sorte et si vous le pouvez, ce qui l'a poussé à s'arrêter (ou ce qui l'aurait poussé à s'arrêter plus rapidement !)

Cela peut sembler un peu inutile, mais sur la base de ce qu'il vous dit, vous serez en mesure de mieux comprendre pourquoi et pourquoi il est entré en colère et mieux encore d'affiner votre rôle parental pour la prochaine explosion.

Essayez-le, vous serez choqué par certaines des réponses que vous obtiendrez.

5. Récompenser le bon comportement

En tant que parents, nous avons tendance à nous concentrer sur les mauvais comportements et notre réponse à ceux-ci plus que sur les bons comportements.

Lorsqu'il demande un "morceau de fruit" et ne met pas sa main dans votre assiette, il demande poliment s'il peut en avoir, récompensez-le avec des éloges et appréciez.

Le renforcement positif est le meilleur moyen de filtrer les comportements perturbateurs avant qu'ils n'atteignent ce stade.

Gardez un tableau de récompenses et ajoutez-y des autocollants pour tout bon comportement, petit ou grand.

6. Surveiller l'heure de la télévision

Les dessins animés et les publicités télévisées regorgent d'influenceurs perturbateurs et négatifs.

Cela n'aide pas la colère et l'agressivité chez un garçon de 4 ans.

Même de petites doses de ce produit peuvent causer des problèmes de comportement à long terme si votre enfant y est exposé suffisamment de fois.

Les jeux numériques peuvent être tout aussi mauvais, vous devrez donc restreindre les jeux qui encouragent les cris, les combats et les comportements perturbateurs en général.

Vous serez surpris de ce que les enfants captent quand ils regardent la télévision et cela ne se montre pas toujours tout de suite.

Ils peuvent passer des semaines sans jamais savoir qu'ils ont été influencés !

Essayez de vous en tenir à une routine et de surveiller les progrès de votre enfant.

La plupart des enfants « agissent » à différents stades de développement, alors assurez-vous de comprendre à quelle étape ils se trouvent et si le comportement en fait partie normal.


Préface à la deuxième édition ix

Préface à la première édition xi

Liste des symboles couramment utilisés xv

1 Introduction aux commandes de rétroaction linéaire 1

1.1 Que sont les systèmes de contrôle de rétroaction ? 4

1.3 Conception des systèmes de rétrocontrôle 7

2.1 Exemple de système du premier ordre : le RC lowpass 17

2.2 Exemple de système du second ordre : le système ressort-masse-amortisseur 18

2.3 Obtention de la réponse du système à partir d'une entrée échelonnée 19

2.4 Systèmes et signaux dans Scilab 21

3 Résolution d'équations différentielles dans le domaine de Laplace 25

3.1 La transformée de Laplace 25

3.2 Les séries de Fourier et la transformée de Fourier 29

3.3 Représentation du passe-bas RC et du ressort-masse-amortisseur

systèmes dans le domaine de Laplace 35

3.4 Réponse transitoire et en régime permanent 39

3.5 Expansion de fraction partielle 42

4 Systèmes à temps discret 51

4.1 Conversion analogique-numérique et maintien d'ordre zéro 52

4.3 La relation entre les domaines de Laplace et z 59

5 Premier exemple complet : le bain-marie à température contrôlée 65

5.1 Modèle mathématique du processus 65

5.2 Détermination des coefficients du système 67

5.3 Modèle du domaine de Laplace 72

5.4 Présentation du contrôle de rétroaction 75

5.5 Comparaison des systèmes en boucle ouverte et en boucle fermée 77

5.6 Utilisation d'un contrôleur PI 79

5.7 Commande à temps discret 83

5.8 Contrôle temps-discret avec la transformée bilinéaire 85

6 Une histoire de deux pôles : l'exemple du positionneur et la signification du

6.1 Un système de positionnement de la tête 87

6.2 Présentation du contrôle de rétroaction 89

6.3 Réponse dynamique du système en boucle fermée 90

6.4 Régulation par rétroaction avec un régulateur à temps discret 93

6.5 Mesures de performance de réponse dynamique 97

6.6 Mesures de performance intégrées dans le temps 102

6.7 La réponse dynamique des systèmes d'ordre supérieur 105

7.1 Équations générales pour les modèles d'espace d'état 109

7.2 Systèmes de contrôle de rétroaction sous forme d'espace d'état 115

7.3 Accessibilité et observabilité 118

7.4 Contrôle de rétroaction dans l'espace d'état avec des observateurs 119

7.5 Modèles état-espace dans Scilab 121

8 Schémas fonctionnels : description graphique formelle des systèmes linéaires 123

8.1 Symboles des schémas fonctionnels et des diagrammes de flux de signaux 123

8.2 Manipulation du schéma fonctionnel 124

8.3 Exemples de simplification des schémas fonctionnels 127

9 Linéarisation des composants non linéaires 133

9.1 Linéarisation des composants avec description analytique 134

9.2 Linéarisation de composants avec plusieurs variables d'entrée 136

9.3 Linéarisation des données tabulaires 139

9.4 Linéarisation des composants avec des données graphiques 140

9.5 Effets de saturation 141

10 Analyse de stabilité pour les systèmes linéaires 145

10.1 Le schéma Routh-Hurwitz 148

10.2 Tableaux de Routh pour les systèmes d'ordre inférieur 149

10.3 Stabilité des systèmes à temps discret avec la transformation w 151

10.5 Tableaux du jury pour les systèmes d'ordre inférieur 153

10.6 Exemples d'application 154

11 La méthode du locus racine 157

11.1 Construction graphique des diagrammes de locus des racines 158

11.2 Diagrammes racine-locus dans Scilab 164

11.3 Exemple de conception : positionneur avec régulation PI 165

11.4 Exemple de conception : réduction de résonance 170

11.5 La méthode du locus racine pour les systèmes discrets dans le temps 173

12 Analyse du domaine fréquentiel et méthodes de conception 177

12.1 Réponse en fréquence des systèmes LTI 177

12.2 Réponse en fréquence et stabilité 179

12.4 Définition de la phase et de la marge de gain 182

12.5 Construction des diagrammes de Bode 185

12.6 Réponse en fréquence d'un système du second ordre 186

12.7 Réponse en fréquence des filtres numériques 190

12.8 Le critère de stabilité de Nyquist 193

12.9 Le critère de stabilité de Nyquist pour les systèmes à temps discret 199

12.10 Stabilité de Nyquist dans Scilab 201

13 Robustesse des systèmes de rétrocontrôle 203

13.1 Sensibilité du système 204

13.3 Le rôle du capteur 211

13.4 Robustesse des commandes numériques 216

14 Blocs de construction des systèmes linéaires 219

14.1 Brève introduction aux amplificateurs opérationnels 219

14.2 Blocs de construction pour les systèmes à temps continu 226

14.3 Un exemple de système de contrôle numérique avec microcontrôleur 239

14.4 Blocs de construction pour les systèmes à temps discret et les contrôleurs numériques 243


Table des matières

Préface
Remerciements
Notation
Chapitre 1 Propriétés topologiques
1.1. L'approche des masses neuronales
1.1.1. Observations directes et indirectes
1.1.2. L'utilisation des modèles dans une hiérarchie
1.1.3. Formes macroscopiques d'activité neuronale coopérative
1.2. Neurones simples
1.2.1. Les structures des neurones
1.2.2. Les opérations des neurones
1.2.3. Les variables d'état des neurones
1.2.4. Spécification des états actifs et des opérations
1.2.5. Relations d'entrée-sortie de neurones uniques
1.2.6. Plusieurs états stables des neurones
1.2.7. Topologies de base des réseaux de neurones
1.3. Masses neuronales
1.3.1. Une hiérarchie topologique d'ensembles interactifs
1.3.2. Les variables d'état des ensembles KO et KI
1.3.3. Les opérations des ensembles neuronaux
1.3.4. Gain de rétroaction comme paramètre d'interaction
1.3.5. États stables multiples et niveaux d'interaction
1.3.6. La relation entre les stabilités multiples et les signaux neuronaux
1.3.7. Les conditions de réalisation
1.3.8. L'utilisation d'équations différentielles
Chapitre 2 Propriétés dépendantes du temps
2.1. Mesure des événements neuronaux
2.1.1. Représentation des événements par fonctions
2.1.2. Fonctions d'entrée-sortie
2.1.3. Fonctions d'entrée-sortie linéaires
2.1.4. L'impulsion et la réponse impulsionnelle
2.2. Modèles linéaires pour la membrane neurale
2.2.1. La topologie de la membrane
2.2.2. Équations différentielles
2.2.3. La transformation de Laplace
2.2.4. Application de la transformée de Laplace à la membrane
2.3. Modèles linéaires pour des parties de neurones
2.3.1. Convolution
2.3.2. Le théorème de convolution
2.3.3. Fonctions de transfert pour la transmission d'impulsions
2.3.4. Le modèle de conducteur principal
2.3.5. Retard synaptique
2.4. Modèles linéaires pour les neurones
2.4.1. Formulation de la topologie
2.4.2. Paires entrée-sortie et équation différentielle
2.4.3. Interprétation des paramètres
2.4.4. Fonction linéaire pour la conversion d'onde en impulsion
2.5. Modèles linéaires pour les masses neuronales
2.5.1. Utilisation de la régression non linéaire
2.5.2. L'ensemble neuronal KO
2.5.3. Réponses oscillatoires d'un ensemble KII
Chapitre 3 Propriétés dépendantes de l'amplitude
3.1. Modèles non linéaires pour les membranes neurales
3.1.1. L'hypothèse ionique
3.1.2. Forces métaboliques
3.1.3. Le concept de potentiel d'équilibre
3.1.4. Le modèle de perméabilité au sodium
3.2. Modèles non linéaires pour les neurones et parties de neurones
3.2.1. Potentiels d'action dans les axones
3.2.2. Seuil d'incertitude dans les axones
3.2.3. Potentiels postsynaptiques dans les dendrites
3.2.4. Relations d'entrée-sortie dépendantes de l'amplitude
3.3. Modèles non linéaires pour les masses neuronales
3.3.1. Activité en arrière-plan en mode Wave
3.3.2. Activité en arrière-plan en mode Pulse
3.3.3. Relations d'ondes et d'impulsions
3.3.4. Conversion d'onde en impulsion dans l'ensemble KI
3.3.5. Conversion d'impulsion en onde dans l'ensemble KI
3.3.6. Le gain avant de l'ensemble KI
Chapitre 4 Propriétés dépendantes de l'espace
4.1. Champs potentiels de neurones uniques
4.1.1. Fonctions de base pour la mesure du potentiel dans l'espace
4.1.2. Fonctions de base pour le potentiel dans les champs actuels
4.1.3. Fonctions potentielles pour le conducteur principal
4.1.4. Champs potentiels des axones
4.1.5. Nœuds et fibres ramifiées
4.2. Champs potentiels de masses neuronales
4.2.1. Mesure des champs observés
4.2.2. Fonctions de base pour les champs potentiels des masses neuronales
4.2.3. Champs potentiels composés : analyse modulaire
4.3. Champs potentiels dans le bulbe olfactif
4.3.1. Géométrie et topologie bulbaires
4.3.2. Analyse de la fonction spatiale du potentiel
4.3.3. Activité dépendante du temps
4.4. Champs potentiels dans le cortex prépyriforme
4.4.1. Géométrie et topologie corticales
4.4.2. Champs observés du potentiel cortical
4.4.3. Relation des champs potentiels aux états actifs
4.5. Divergence et convergence dans les masses neuronales
4.5.1. L'opération de divergence
4.5.2. Évaluation des distributions spatiales des états actifs
4.5.3. Évaluation de la divergence synaptique
4.5.4. Évaluation de la divergence tractile
Chapitre 5 Interaction : Boucles de rétroaction simples avec gain fixe
5.1. Propriétés générales des boucles de rétroaction simples
5.1.1. Types de rétroaction neuronale
5.1.2. Dérivation de l'approximation linéaire par morceaux localisée
5.1.3. Locus racine en fonction du gain de rétroaction
5.1.4. Gain et stabilité en fonction de l'amplitude
5.2. Réduction du niveau KI
5.2.1. Analyse topologique de la couche glomérulaire
5.2.2. Équations différentielles pour l'ensemble KIe
5.2.3. Auto-stabilisation de l'ensemble KIe
5.3. Réduction du niveau KII
5.3.1. Analyse topologique du bulbe olfactif
5.3.2. Équations différentielles pour les cas en boucle ouverte
5.3.3. Équations différentielles pour les cas en boucle fermée
5.4. Réduction par rapport au niveau d'élimination
5.4.1. Analyse topologique du cortex prépyriforme
5.4.2. Équations différentielles pour le cortex
5.4.3. Fonction de transfert du canal d'entrée LOT
5.4.4. Relations impulsion-onde dans le cortex et le bulbe
5.4.5. Canaux pour entrée centrifuge
Chapitre 6 Boucles de rétroaction multiples avec gain variable
6.1. États d'équilibre : fréquence caractéristique
6.1.1. Définition des trois types de gain de rétroaction
6.1.2. Solution des équations différentielles
6.1.3. Locus racines expérimentaux et théoriques
6.1.4. Contrôle du biais de la fréquence caractéristique
6.1.5. Locus racines dépendant des amplitudes EEG
6.2. États du cycle limite : mécanismes de l'EEG
6.2.1. Propriétés de stabilité des ensembles KII
6.2.2. États de cycle limite dans le premier mode
6.2.3. États de cycle limite dans le deuxième mode
6.2.4. Sources d'erreur et de limitation
6.2.5. Comparaisons avec des modèles mathématiques connexes
Chapitre 7 Traitement du signal par actions de masse neuronale
7.1. Corrélats comportementaux de l'activité des ondes dans les ensembles KII
7.1.1. La base opérationnelle de la corrélation
7.1.2. Analyse factorielle des AEP
7.1.3 Modèles de changement dans AEPS avec attention
7.1.4. Une proposition de mécanisme cortical de l'attention
7.2. Transformations des signaux neuronaux par les ensembles KII
7.2.1. Codage neuronal dans le bulbe olfactif
7.2.2. Mécanismes bulbaires pour la modulation de phase
7.2.3. L'attention et la fonction d'attente corticale
7.2.4. Mécanismes possibles de sortie corticale
7.3. Commentaires concernant les actions de masse néocorticales
7.3.1. Potentiels rythmiques et stimulation rythmique
7.3.2. Polarisation DC et potentiels stables
7.3.3. Activité unitaire corrélée aux événements sensoriels et moteurs
Les références
Index des auteurs
Index des sujets


3.1 Léger et faire une chose

Imaginons que vous construisiez un système de réservation similaire à celui d'Expedia.com ou de cheapflights.com.au qui prend les commandes des clients pour vous aider à réserver vos vols, votre hôtel et votre location de voiture. L'application se compose de plusieurs composants, notamment : une interface de site Web de réservation, une application mobile et plusieurs services principaux pour orchestrer votre commande de réservation, comme indiqué dans (Figure 3).

Figure 3 : Exemple d'architecture de microservices (système de réservation en ligne)

Le système sera principalement composé de 4 couches différentes :

L'interface utilisateur est une interface pour le système à l'exception de toute logique métier côté serveur. Il peut s'agir d'un site Web, d'une application mobile native ou d'un système de tableau de bord de reporting pour les opérations internes.

La couche de communication permettra à l'interface utilisateur de communiquer avec différents services via une seule passerelle sans avoir besoin d'accéder directement à l'un des services.

La couche de service contiendra tous les microservices pouvant être utilisés par l'organisation. Dans notre exemple, nous n'avons que cinq services, cependant, dans le monde réel, il pourrait y avoir des centaines de services pour gérer chaque aspect du système.

Tous les services ne doivent pas avoir de lien direct avec d'autres services ou partager des stockages de données. Toutes les communications entre les services doivent avoir lieu au sein de la couche d'intégration pour assurer le découplage des services.

Par conséquent, chacun des services système fait une chose et gère une tâche particulière.


4 MÉCANISMES DE RÉTROACTION DANS LES SYSTÈMES HUMIDES

4.1 Retours d'albédo de surface

L'albédo est défini comme le rapport du rayonnement réfléchi par une surface sur une échelle de 0 (corps noir) à 1 (tout le rayonnement est réfléchi) (Coakley, 2003). Les changements climatiques dans la couverture terrestre peuvent conduire à des mécanismes de rétroaction (Figure 2), tels que des changements de l'albédo de surface modifiant le bilan énergétique global (Budikova, 2009 Winton, 2008), qui peuvent renforcer ou équilibrer le réchauffement dans l'Arctique et à l'échelle mondiale. escalader. Les changements dans l'étendue de la glace de mer et la couverture neigeuse dans l'Arctique entraînent déjà des changements drastiques de l'albédo de surface, en particulier en été, qui a connu un réchauffement élevé au cours des dernières décennies, entraînant une diminution de l'étendue de la glace de mer et un retard de la repousse de la glace de mer en automne (Serreze , Holland et Stroeve, 2007 ). Cela a provoqué un changement d'albédo allant de 0,75 pour la glace de mer pluriannuelle à 0,06-0,10 pour les plans d'eau, selon l'angle du rayonnement incident (Serreze et Barry, 2014). Les changements dans l'épaisseur de la glace et la couverture neigeuse sur la glace de mer modifient davantage l'albédo de surface (Curry, Schramm et Ebert, 1995). Comme une fraction plus élevée de rayonnement est absorbée au lieu d'être réfléchie, une boucle de rétroaction positive se développe et renforce l'augmentation de la température dans l'Arctique (Winton, 2008). Ce réchauffement accru dû à la diminution de l'albédo de surface de l'océan Arctique peut affecter les températures sur les masses continentales adjacentes jusqu'à 1 500 km à l'intérieur des terres, démontrant son effet sur les systèmes de zones humides arctiques (Lawrence, Slater, Tomas, Holland et Deser, 2008 Parmentier et al., 2015). On pense également que la rétroaction glace-albédo de l'océan Arctique a une grande influence sur le climat mondial (Budikova, 2009 ), avec un forçage radiatif annuel moyen de 0,1 W m −2 entre 1979 et 2007 (Hudson, 2011 ). Les changements dans la couverture neigeuse terrestre induits par le réchauffement et l'augmentation des précipitations comprennent une durée de couverture neigeuse plus courte et une épaisseur réduite du manteau neigeux (Bintanja & Andry, 2017), qui abaissent fortement l'albédo de la surface globale (Déry & Brown, 2007). Grâce à l'effet de renforcement de cette rétroaction, le forçage radiatif a triplé en raison des changements dans la couverture de neige arctique entre 1910-1940 (0,3 W m −2 décennie −1 ) et 1970-2000 (0,9 W m −2 décennie −1 ) (Euskirchen, McGuire , & Chapin, 2007 ). Avec la rétroaction de la glace de mer-albédo, il est considéré comme responsable de l'effet d'amplification de l'Arctique (Serreze & Francis, 2006 ). La succession végétale induite par le réchauffement, en particulier la migration vers le nord de la limite forestière, modifie également l'albédo de surface (Frost & Epstein, 2014) et représente une autre rétroaction qui renforce le réchauffement. Un changement de végétation peut diminuer l'albédo de surface pendant l'été, allant de 0,14 à 0,18 pour la végétation de la toundra à 0,09 pour les conifères foncés (Eugster et al., 2000 ). De plus, l'interception de la neige par les conifères à feuilles persistantes peut réduire l'albédo de surface en hiver (de Wit et al., 2014 ). On estime cependant que cette rétroaction ne représente qu'environ 3 % du réchauffement induit par le changement de la couverture terrestre, car l'étendue spatiale du changement de végétation a été relativement petite à ce jour (Chapin et al., 2005 ). Compte tenu d'un réchauffement supplémentaire basé sur des scénarios climatiques futurs et de l'effet du décalage temporel sur la succession de la végétation, cette rétroaction pourrait devenir plus pertinente à l'avenir, bien que la progression vers le nord des arbres à feuilles caduques pourrait restaurer l'albédo de surface des forêts boréales, contrecarrant cette rétroaction (Eugster et al. ., 2000 ). L'augmentation de la biomasse et la diminution de l'étendue de la glace de mer peuvent également augmenter les taux d'évapotranspiration et la formation de nuages, ce qui peut réduire l'albédo minimum dans les paysages végétalisés et non végétalisés jusqu'à 0,02, car les nuages ​​empêchent la pénétration du rayonnement (Eugster et al., 2000).

L'albédo de surface est également contrôlé par les surfaces d'eau terrestres et est donc altéré par les processus de thermokarst et de drainage induits par le dégel du pergélisol. Une augmentation de la superficie des eaux de surface par l'expansion des zones humides et la formation de lacs thermokarstiques pourrait abaisser l'albédo de surface (Kokelj & Jorgenson, 2013 Runyan & D'Odorico, 2012), provoquant une autre rétroaction positive qui renforce le réchauffement. Le drainage des zones humides augmenterait l'albédo global de la surface, fournissant une rétroaction négative qui équilibre le réchauffement (Göckede et al., 2019 ).

4.2 Retours associés au régime thermique du sol

Étant donné que le pergélisol a une influence cruciale sur les systèmes de terres humides de l'Arctique, les mécanismes de rétroaction impliquant les températures du sol affecteront les futures zones humides (figure 3). Le pergélisol lui-même interagit directement avec le régime thermique, car le gel du sol augmente la conductivité thermique, ce qui facilite la pénétration des basses températures hivernales dans le sol, créant une boucle de rétroaction positive (Osterkamp et Romanovsky, 1997). Le niveau réel de conductivité thermique dépend du type de sol et de la teneur en glace (Arenson, Colgan et Marshall, 2015 ). Le pergélisol dégradé nécessite moins d'énergie pour le dégel et renforce ainsi le réchauffement des températures du sol (Eugster et al., 2000 ).

Le pergélisol favorise la formation de zones humides en empêchant la percolation de l'eau, ce qui conduit à la croissance de la végétation hydrophile et diminue les taux de décomposition, induisant l'accumulation de tourbe (M. C. Jones, Grosse, Jones et Anthony, 2012 van Huissteden, 2020). Cela isole le sol des températures estivales chaudes et améliore ainsi le gel du sol, ce qui entraîne une boucle de rétroaction positive et renforce la formation de pergélisol dans les milieux humides (Woo et Young, 2003 ). Cependant, les impacts de la tourbe sur la conductivité thermique du sol sont fortement dépendants du niveau de saturation en eau. Kujala, Seppälä et Holappa ( 2008 ) ont signalé des valeurs de conductivité de 0,23 à 0,28 W/mK pour les échantillons de tourbe sèche et de 0,43 à 0,67 W/mK dans la tourbe sèche congelée, de 0,41 à 0,50 W/mK pour la tourbe saturée et de 1,48 à 1,49 w /mK for frozen saturated peat. This highlights the dependency on both seasonal conditions and saturation level for this feedback.

Permafrost degradation also creates feedbacks through thermokarst and drainage processes. Inundation caused by thermokarst formation enhances the thermal conductivity of the ground and hence reinforces permafrost thaw (Brouchkov, Fukuda, Fedorov, Konstantinov, & Iwahana, 2004 Quinton et al., 2011 ). Waterlogged conditions in turn inhibit forest growth and tree survival, which increases the snowpack and its insulating effect on ground temperatures, but reduces the shielding effect of trees (Chasmer, Quinton, Hopkinson, Petrone, & Whittington, 2011 Runyan & D'Odorico, 2012 ). Therefore, wetland expansion enhances ground temperatures and reinforces permafrost thaw (J. Rowland, Travis, & Wilson, 2011 ). In contrast, wetland shrinkage through drainage lowers the thermal conductivity of the ground and balances permafrost thaw through negative feedbacks (Briggs et al., 2014 Göckede et al., 2019 Woo, 2012 ).

4.3 Spatial variability of environmental changes

The consequences of warming and hydrological changes on environmental systems are not uniform throughout the Arctic but exhibit spatial variation. Table 1 shows the geographic distribution of resulting environmental changes, which have been identified as the most direct and relevant. Certain change trajectories are more widespread, such as permafrost thaw and wildfires, whereas other occur more locally, for example insect outbreaks and lake or wetland drainage. More research is needed on both the spatial and the temporal variations of these change trajectories for different types of wetlands. This should also include determination of relative strengths of interactions, in order to understand dominant feedbacks and net effects resulting from warming and hydrological changes.

Consequences of warming Distribution géographique Les références
Permafrost dynamics Permafrost degradation Pan-Arctic (1) Subarctic Sweden (2) N Europe (3) Alaska, USA (4) NW Canada (5) N Russia (6) (1) Biskaborn et al. ( 2019 ) (2) Åkerman and Johansson ( 2008 ) (3) Harris et al. ( 2009 ) (4) Jorgenson, Shur, and Pullman ( 2006 ) (5) Quinton et al. ( 2011 ) (6) Mazhitova, Malkova (Ananjeva, Chestnykh, and Zamolodchikov ( 2004 )
Thermokarst formation Canada (1), including Banks Island (2) Alaska, USA (2) Subarctic Sweden (3) (1) Farquharson et al. ( 2019 ) (2) Fraser et al. ( 2018 ) (3) Farquharson, Mann, Grosse, Jones, and Romanovsky ( 2016 ) (4) Sannel and Kuhry ( 2011 )
Lake/wetland drainage Alaska, USA (1) Old Crow Basin, Yukon, Canada (2) Scotty Creek, Canada (3) Siberia (4) (1) Yoshikawa and Hinzman ( 2003 ) (2) Labrecque, Lacelle, Duguay, Lauriol, and Hawkings ( 2009 ) (3) Haynes et al. ( 2018 ) (4) Smith et al. ( 2005 )
Snow and sea ice Reduction in sea ice extent Arctic Ocean (1) (1) Stroeve et al. ( 2012 )
Reduction in snow cover North America (1) W Russia (2) (1) Callaghan et al. ( 2011 ) (2) Bulygina, Razuvaev, and Korshunova ( 2009 )
Ecosystem dynamics Vegetation succession Canada (1) Siberia (2) (1) Jia, Epstein, and Walker ( 2009 ) (2) Frost and Epstein ( 2014 )
Wildfires Northern Eurasia (1) including Siberia (2), North Slope of Alaska, USA (3), Canada (4) (1) Evangeliou et al. ( 2016 ) (2) Kharuk et al. ( 2021 ) (3) Creamean et al. ( 2018 ) (4) Price et al. ( 2013 )
Insect outbreaks Subarctic Sweden (1) W North America (2) (1) Heliasz et al. ( 2011 ) (2) Kurz et al. ( 2008 )

Contenu

Automobile race analogy Edit

As an analogy of a PLL, consider a race between two cars. One represents the input frequency, the other the PLL's output voltage-controlled oscillator (VCO) frequency. Each lap corresponds to a complete cycle. The number of laps per hour (a speed) corresponds to the frequency. The separation of the cars (a distance) corresponds to the phase difference between the two oscillating signals.

During most of the race, each car is on its own and free to pass the other and lap the other. This is analogous to the PLL in an unlocked state.

However, if there is an accident, a yellow caution flag is raised. This means neither of the race cars is permitted to overtake and pass the other car. The two race cars represent the input and output frequency of the PLL in a locked state. Each driver will measure the phase difference (a fraction of the distance around the lap) between themselves and the other race car. If the hind driver is too far away, they will increase their speed to close the gap. If they are too close to the other car, the driver will slow down. The result is that both race cars will circle the track in lockstep with a fixed phase difference (or constant distance) between them. Since neither car is allowed to lap the other, the cars make the same number of laps in a given time period. Therefore the frequency of the two signals is the same.

Clock analogy Edit

Phase can be proportional to time, [a] so a phase difference can be a time difference. Clocks are, with varying degrees of accuracy, phase-locked (time-locked) to a leader clock.

Left on its own, each clock will mark time at slightly different rates. A wall clock, for example, might be fast by a few seconds per hour compared to the reference clock at NIST. Over time, that time difference would become substantial.

To keep the wall clock in sync with the reference clock, each week the owner compares the time on their wall clock to a more accurate clock (a phase comparison), and resets their clock. Left alone, the wall clock will continue to diverge from the reference clock at the same few seconds per hour rate.

Some clocks have a timing adjustment (a fast-slow control). When the owner compared their wall clock's time to the reference time, they noticed that their clock was too fast. Consequently, the owner could turn the timing adjust a small amount to make the clock run a little slower (frequency). If things work out right, their clock will be more accurate than before. Over a series of weekly adjustments, the wall clock's notion of a second would agree with the reference time (locked both in frequency and phase within the wall clock's stability).

An early electromechanical version of a phase-locked loop was used in 1921 in the Shortt-Synchronome clock.

Spontaneous synchronization of weakly coupled pendulum clocks was noted by the Dutch physicist Christiaan Huygens as early as 1673. [1] Around the turn of the 19th century, Lord Rayleigh observed synchronization of weakly coupled organ pipes and tuning forks. [2] In 1919, W. H. Eccles and J. H. Vincent found that two electronic oscillators that had been tuned to oscillate at slightly different frequencies but that were coupled to a resonant circuit would soon oscillate at the same frequency. [3] Automatic synchronization of electronic oscillators was described in 1923 by Edward Victor Appleton. [4]

In 1925 Professor David Robertson, first professor of electrical engineering at the University of Bristol, introduced phase locking in his clock design to control the striking of the bell Great George in the new Wills Memorial Building. Robertson’s clock incorporated an electro-mechanical device that could vary the rate of oscillation of the pendulum, and derived correction signals from a circuit that compared the pendulum phase with that of an incoming telegraph pulse from Greenwich Observatory every morning at 10.00 GMT. Apart from including equivalents of every element of a modern electronic PLL, Robertson’s system was notable in that its phase detector was a relay logic implementation of the phase/frequency detector not seen in electronic circuits until the 1970s. Robertson’s work predated research towards what was later named the phase-lock loop in 1932, when British researchers developed an alternative to Edwin Armstrong's superheterodyne receiver, the Homodyne or direct-conversion receiver. In the homodyne or synchrodyne system, a local oscillator was tuned to the desired input frequency and multiplied with the input signal. The resulting output signal included the original modulation information. The intent was to develop an alternative receiver circuit that required fewer tuned circuits than the superheterodyne receiver. Since the local oscillator would rapidly drift in frequency, an automatic correction signal was applied to the oscillator, maintaining it in the same phase and frequency of the desired signal. The technique was described in 1932, in a paper by Henri de Bellescize, in the French journal L'Onde Électrique. [5] [6] [7]

In analog television receivers since at least the late 1930s, phase-locked-loop horizontal and vertical sweep circuits are locked to synchronization pulses in the broadcast signal. [8]

When Signetics introduced a line of monolithic integrated circuits like the NE565 that were complete phase-locked loop systems on a chip in 1969, [9] applications for the technique multiplied. A few years later RCA introduced the "CD4046" CMOS Micropower Phase-Locked Loop, which became a popular integrated circuit.

Phase-locked loop mechanisms may be implemented as either analog or digital circuits. Both implementations use the same basic structure. Analog PLL circuits include four basic elements:

Variations Edit

There are several variations of PLLs. Some terms that are used are analog phase-locked loop (APLL) also referred to as a linear phase-locked loop (LPLL), digital phase-locked loop (DPLL), all digital phase-locked loop (ADPLL), and software phase-locked loop (SPLL). [dix]

Analog or linear PLL (APLL) Phase detector is an analog multiplier. Loop filter is active or passive. Uses a voltage-controlled oscillator (VCO). APLL is said to be a type II if its loop filter has transfer function with exactly one pole at the origin (see also Egan's conjecture on the pull-in range of type II APLL). Digital PLL (DPLL) An analog PLL with a digital phase detector (such as XOR, edge-trigger JK, phase frequency detector). May have digital divider in the loop. All digital PLL (ADPLL) Phase detector, filter and oscillator are digital. Uses a numerically controlled oscillator (NCO). Software PLL (SPLL) Functional blocks are implemented by software rather than specialized hardware. Charge-pump PLL (CP-PLL) CP-PLL is a modification of phase-locked loops with phase-frequency detector and square waveform signals. See also Gardner's conjecture on CP-PLL.

Performance parameters Edit

  • Type and order. : hold-in range (tracking range), pull-in range (capture range, acquisition range), lock-in range. [11] See also Gardner's problem on the lock-in range, Egan's conjecture on the pull-in range of type II APLL.
  • Loop bandwidth: Defining the speed of the control loop.
  • Transient response: Like overshoot and settling time to a certain accuracy (like 50 ppm).
  • Steady-state errors: Like remaining phase or timing error.
  • Output spectrum purity: Like sidebands generated from a certain VCO tuning voltage ripple.
  • Phase-noise: Defined by noise energy in a certain frequency band (like 10 kHz offset from carrier). Highly dependent on VCO phase-noise, PLL bandwidth, etc.
  • General parameters: Such as power consumption, supply voltage range, output amplitude, etc.

Phase-locked loops are widely used for synchronization purposes in space communications for coherent demodulation and threshold extension, bit synchronization, and symbol synchronization. Phase-locked loops can also be used to demodulate frequency-modulated signals. In radio transmitters, a PLL is used to synthesize new frequencies which are a multiple of a reference frequency, with the same stability as the reference frequency.

Other applications include

    of frequency modulation (FM): If PLL is locked to a FM signal, the VCO tracks the instantaneous frequency of the input signal. The filtered error voltage which controls the VCO and maintains lock with the input signal is demodulated FM output. The VCO transfer characteristics determine the linearity of the demodulated out. Since the VCO used in an integrated-circuit PLL is highly linear, it is possible to realize highly linear FM demodulators.
  • Demodulation of frequency-shift keying (FSK): In digital data communication and computer peripherals, binary data is transmitted by means of a carrier frequency which is shifted between two preset frequencies.
  • Recovery of small signals that otherwise would be lost in noise (lock-in amplifier to track the reference frequency)
  • Recovery of clock timing information from a data stream such as from a disk drive in microprocessors that allow internal processor elements to run faster than external connections, while maintaining precise timing relationships
  • Demodulation of modems and other tone signals for telecommunications and remote control. of video signals Phase-locked loops are also used to synchronize phase and frequency to the input analog video signal so it can be sampled and digitally processed in frequency modulation mode, to detect changes of the cantilever resonance frequency due to tip–surface interactions drive

Clock recovery Edit

Some data streams, especially high-speed serial data streams (such as the raw stream of data from the magnetic head of a disk drive), are sent without an accompanying clock. The receiver generates a clock from an approximate frequency reference, and then phase-aligns to the transitions in the data stream with a PLL. This process is referred to as clock recovery. For this scheme to work, the data stream must have a transition frequently enough to correct any drift in the PLL's oscillator. Typically, some sort of line code, such as 8b/10b encoding, is used to put a hard upper bound on the maximum time between transitions.

Deskewing Edit

If a clock is sent in parallel with data, that clock can be used to sample the data. Because the clock must be received and amplified before it can drive the flip-flops which sample the data, there will be a finite, and process-, temperature-, and voltage-dependent delay between the detected clock edge and the received data window. This delay limits the frequency at which data can be sent. One way of eliminating this delay is to include a deskew PLL on the receive side, so that the clock at each data flip-flop is phase-matched to the received clock. In that type of application, a special form of a PLL called a delay-locked loop (DLL) is frequently used. [12]

Clock generation Edit

Many electronic systems include processors of various sorts that operate at hundreds of megahertz. Typically, the clocks supplied to these processors come from clock generator PLLs, which multiply a lower-frequency reference clock (usually 50 or 100 MHz) up to the operating frequency of the processor. The multiplication factor can be quite large in cases where the operating frequency is multiple gigahertz and the reference crystal is just tens or hundreds of megahertz.

Spread spectrum Edit

All electronic systems emit some unwanted radio frequency energy. Various regulatory agencies (such as the FCC in the United States) put limits on the emitted energy and any interference caused by it. The emitted noise generally appears at sharp spectral peaks (usually at the operating frequency of the device, and a few harmonics). A system designer can use a spread-spectrum PLL to reduce interference with high-Q receivers by spreading the energy over a larger portion of the spectrum. For example, by changing the operating frequency up and down by a small amount (about 1%), a device running at hundreds of megahertz can spread its interference evenly over a few megahertz of spectrum, which drastically reduces the amount of noise seen on broadcast FM radio channels, which have a bandwidth of several tens of kilohertz.

Clock distribution Edit

Typically, the reference clock enters the chip and drives a phase locked loop (PLL), which then drives the system's clock distribution. The clock distribution is usually balanced so that the clock arrives at every endpoint simultaneously. One of those endpoints is the PLL's feedback input. The function of the PLL is to compare the distributed clock to the incoming reference clock, and vary the phase and frequency of its output until the reference and feedback clocks are phase and frequency matched.

PLLs are ubiquitous—they tune clocks in systems several feet across, as well as clocks in small portions of individual chips. Sometimes the reference clock may not actually be a pure clock at all, but rather a data stream with enough transitions that the PLL is able to recover a regular clock from that stream. Sometimes the reference clock is the same frequency as the clock driven through the clock distribution, other times the distributed clock may be some rational multiple of the reference.

AM detection Edit

A PLL may be used to synchronously demodulate amplitude modulated (AM) signals. The PLL recovers the phase and frequency of the incoming AM signal's carrier. The recovered phase at the VCO differs from the carrier's by 90°, so it is shifted in phase to match, and then fed to a multiplier. The output of the multiplier contains both the sum and the difference frequency signals, and the demodulated output is obtained by low pass filtering. Since the PLL responds only to the carrier frequencies which are very close to the VCO output, a PLL AM detector exhibits a high degree of selectivity and noise immunity which is not possible with conventional peak type AM demodulators. However, the loop may lose lock where AM signals have 100% modulation depth. [13]

Jitter and noise reduction Edit

One desirable property of all PLLs is that the reference and feedback clock edges be brought into very close alignment. The average difference in time between the phases of the two signals when the PLL has achieved lock is called the static phase offset (appelé aussi le steady-state phase error). The variance between these phases is called tracking jitter. Ideally, the static phase offset should be zero, and the tracking jitter should be as low as possible. [ douteux - discuter ]

Phase noise is another type of jitter observed in PLLs, and is caused by the oscillator itself and by elements used in the oscillator's frequency control circuit. Some technologies are known to perform better than others in this regard. The best digital PLLs are constructed with emitter-coupled logic (ECL) elements, at the expense of high power consumption. To keep phase noise low in PLL circuits, it is best to avoid saturating logic families such as transistor-transistor logic (TTL) or CMOS. [14]


Another desirable property of all PLLs is that the phase and frequency of the generated clock be unaffected by rapid changes in the voltages of the power and ground supply lines, as well as the voltage of the substrate on which the PLL circuits are fabricated. This is called substrate and supply noise rejection. The higher the noise rejection, the better.

To further improve the phase noise of the output, an injection locked oscillator can be employed following the VCO in the PLL.

Frequency synthesis Edit

In digital wireless communication systems (GSM, CDMA etc.), PLLs are used to provide the local oscillator up-conversion during transmission and down-conversion during reception. In most cellular handsets this function has been largely integrated into a single integrated circuit to reduce the cost and size of the handset. However, due to the high performance required of base station terminals, the transmission and reception circuits are built with discrete components to achieve the levels of performance required. GSM local oscillator modules are typically built with a frequency synthesizer integrated circuit and discrete resonator VCOs. [ citation requise ]

A phase detector compares two input signals and produces an error signal which is proportional to their phase difference. The error signal is then low-pass filtered and used to drive a VCO which creates an output phase. The output is fed through an optional divider back to the input of the system, producing a negative feedback loop. If the output phase drifts, the error signal will increase, driving the VCO phase in the opposite direction so as to reduce the error. Thus the output phase is locked to the phase at the other input. This input is called the reference. [ citation requise ]

Analog phase locked loops are generally built with an analog phase detector, low pass filter and VCO placed in a negative feedback configuration. A digital phase locked loop uses a digital phase detector it may also have a divider in the feedback path or in the reference path, or both, in order to make the PLL's output signal frequency a rational multiple of the reference frequency. A non-integer multiple of the reference frequency can also be created by replacing the simple divide-by-N counter in the feedback path with a programmable pulse swallowing counter. This technique is usually referred to as a fractional-N synthesizer or fractional-N PLL. [ douteux - discuter ]

The oscillator generates a periodic output signal. Assume that initially the oscillator is at nearly the same frequency as the reference signal. If the phase from the oscillator falls behind that of the reference, the phase detector changes the control voltage of the oscillator so that it speeds up. Likewise, if the phase creeps ahead of the reference, the phase detector changes the control voltage to slow down the oscillator. Since initially the oscillator may be far from the reference frequency, practical phase detectors may also respond to frequency differences, so as to increase the lock-in range of allowable inputs. Depending on the application, either the output of the controlled oscillator, or the control signal to the oscillator, provides the useful output of the PLL system. [ citation requise ]

Phase detector Edit

A phase detector (PD) generates a voltage, which represents the phase difference between two signals. In a PLL, the two inputs of the phase detector are the reference input and the feedback from the VCO. The PD output voltage is used to control the VCO such that the phase difference between the two inputs is held constant, making it a negative feedback system. [15]


Different types of phase detectors have different performance characteristics.

For instance, the frequency mixer produces harmonics that adds complexity in applications where spectral purity of the VCO signal is important. The resulting unwanted (spurious) sidebands, also called "reference spurs" can dominate the filter requirements and reduce the capture range well below or increase the lock time beyond the requirements. In these applications the more complex digital phase detectors are used which do not have as severe a reference spur component on their output. Also, when in lock, the steady-state phase difference at the inputs using this type of phase detector is near 90 degrees. [ citation requise ]

In PLL applications it is frequently required to know when the loop is out of lock. The more complex digital phase-frequency detectors usually have an output that allows a reliable indication of an out of lock condition.

An XOR gate is often used for digital PLLs as an effective yet simple phase detector. It can also be used in an analog sense with only slight modification to the circuitry.

Filter Edit

The block commonly called the PLL loop filter (usually a low pass filter) generally has two distinct functions.

The primary function is to determine loop dynamics, also called stability. This is how the loop responds to disturbances, such as changes in the reference frequency, changes of the feedback divider, or at startup. Common considerations are the range over which the loop can achieve lock (pull-in range, lock range or capture range), how fast the loop achieves lock (lock time, lock-up time or settling time) and damping behavior. Depending on the application, this may require one or more of the following: a simple proportion (gain or attenuation), an integral (low pass filter) and/or derivative (high pass filter). Loop parameters commonly examined for this are the loop's gain margin and phase margin. Common concepts in control theory including the PID controller are used to design this function.

The second common consideration is limiting the amount of reference frequency energy (ripple) appearing at the phase detector output that is then applied to the VCO control input. This frequency modulates the VCO and produces FM sidebands commonly called "reference spurs".

The design of this block can be dominated by either of these considerations, or can be a complex process juggling the interactions of the two. Typical trade-offs are increasing the bandwidth usually degrades the stability or too much damping for better stability will reduce the speed and increase settling time. Often also the phase-noise is affected.

Oscillator Edit

All phase-locked loops employ an oscillator element with variable frequency capability. This can be an analog VCO either driven by analog circuitry in the case of an APLL or driven digitally through the use of a digital-to-analog converter as is the case for some DPLL designs. Pure digital oscillators such as a numerically controlled oscillator are used in ADPLLs. [ citation requise ]

Feedback path and optional divider Edit

PLLs may include a divider between the oscillator and the feedback input to the phase detector to produce a frequency synthesizer. A programmable divider is particularly useful in radio transmitter applications, since a large number of transmit frequencies can be produced from a single stable, accurate, but expensive, quartz crystal–controlled reference oscillator.

Frequency multiplication can also be attained by locking the VCO output to the Nth harmonic of the reference signal. Instead of a simple phase detector, the design uses a harmonic mixer (sampling mixer). The harmonic mixer turns the reference signal into an impulse train that is rich in harmonics. [b] The VCO output is coarse tuned to be close to one of those harmonics. Consequently, the desired harmonic mixer output (representing the difference between the N harmonic and the VCO output) falls within the loop filter passband.

It should also be noted that the feedback is not limited to a frequency divider. This element can be other elements such as a frequency multiplier, or a mixer. The multiplier will make the VCO output a sub-multiple (rather than a multiple) of the reference frequency. A mixer can translate the VCO frequency by a fixed offset. It may also be a combination of these. An example being a divider following a mixer this allows the divider to operate at a much lower frequency than the VCO without a loss in loop gain.

Time domain model of APLL Edit

The VCO frequency is usually taken as a function of the VCO input g ( t ) as

The loop filter can be described by a system of linear differential equations

Hence the following system describes PLL

Phase domain model of APLL Edit

Then the following dynamical system describes PLL behavior

Example Edit

Consider sinusoidal signals

and a simple one-pole RC circuit as a filter. The time-domain model takes the form

PD characteristics for this signals is equal [18] to

Hence the phase domain model takes the form

This system of equations is equivalent to the equation of mathematical pendulum

Linearized phase domain model Edit

Phase locked loops can also be analyzed as control systems by applying the Laplace transform. The loop response can be written as

  • θ o > is the output phase in radians
  • θ i > is the input phase in radians
  • K p > is the phase detector gain in volts per radian
  • K v > is the VCO gain in radians per volt-second
  • F ( s ) is the loop filter transfer function (dimensionless)

The loop characteristics can be controlled by inserting different types of loop filters. The simplest filter is a one-pole RC circuit. The loop transfer function in this case is

The loop response becomes:

This is the form of a classic harmonic oscillator. The denominator can be related to that of a second order system:

For the one-pole RC filter,

The loop natural frequency is a measure of the response time of the loop, and the damping factor is a measure of the overshoot and ringing. Ideally, the natural frequency should be high and the damping factor should be near 0.707 (critical damping). With a single pole filter, it is not possible to control the loop frequency and damping factor independently. For the case of critical damping,

A slightly more effective filter, the lag-lead filter includes one pole and one zero. This can be realized with two resistors and one capacitor. The transfer function for this filter is

This filter has two time constants

Substituting above yields the following natural frequency and damping factor

The loop filter components can be calculated independently for a given natural frequency and damping factor

Real world loop filter design can be much more complex e.g. using higher order filters to reduce various types or source of phase noise. (See the D Banerjee ref below)

Implementing a digital phase-locked loop in software Edit

Digital phase locked loops can be implemented in hardware, using integrated circuits such as a CMOS 4046. However, with microcontrollers becoming faster, it may make sense to implement a phase locked loop in software for applications that do not require locking onto signals in the MHz range or faster, such as precisely controlling motor speeds. Software implementation has several advantages including easy customization of the feedback loop including changing the multiplication or division ratio between the signal being tracked and the output oscillator. Furthermore, a software implementation is useful to understand and experiment with. As an example of a phase-locked loop implemented using a phase frequency detector is presented in MATLAB, as this type of phase detector is robust and easy to implement.

In this example, an array tracksig is assumed to contain a reference signal to be tracked. The oscillator is implemented by a counter, with the most significant bit of the counter indicating the on/off status of the oscillator. This code simulates the two D-type flip-flops that comprise a phase-frequency comparator. When either the reference or signal has a positive edge, the corresponding flip-flop switches high. Once both reference and signal is high, both flip-flops are reset. Which flip-flop is high determines at that instant whether the reference or signal leads the other. The error signal is the difference between these two flip-flop values. The pole-zero filter is implemented by adding the error signal and its derivative to the filtered error signal. This in turn is integrated to find the oscillator frequency.

In practice, one would likely insert other operations into the feedback of this phase-locked loop. For example, if the phase locked loop were to implement a frequency multiplier, the oscillator signal could be divided in frequency before it is compared to the reference signal.


3. Rules

3.1. Quoi?

3.1.1. Determine what happens

3.1.2. Create a nontechnical model of the microinteraction

3.1.3. They define what can and cannot be done, and in what order

3.1.4. 1. Determine the goal of the microinteraction

3.1.4.1. Understandable (I know why I'm doing this) and achievable (I know I can do this) Goal - end state ex: login - goal: to get the user logged in [not just to enter a user and pass]

3.1.5.1. how the microinteraction responds to the trigger being activated

3.1.5.2. what control the user has (if any) over a microinteraction in process

3.1.5.3. the sequence in which actions take place and the timing

3.1.5.4. what data is being used and from where

3.1.5.5. the configuration and parameters of any algorithms

3.1.5.6. what feedback is delivered and when

3.1.5.7. what mode the microinteraction is in if the microinteraction repeats and how often one time activity or does it loop? what happens when the microinteraction ends?

3.2. Exemple

3.2.1. Initial: 1. On an item page, user clicks Add to Cart button. 2. The item is added to the Shopping Cart

3.2.2. Upgraded: 1. On an item page, check to see if the user has purchased this item before. If so, change the button label from Add to Cart to Add Again to Cart. 2. Does the user already have this item in the cart? If so, change Add to Cart to Add Another to Cart. 3. The user clicks button. 4. The item is added to the Shopping Cart

3.3. Des principes

3.3.1. Principle 1: Don't start from zero!

3.3.1.1. First question after trigger: what do I know about the user and the context?

3.3.1.2. (platform/device, time of day, battery life, location, user's past actions etc)

3.3.2. Principle 2: Absorb complexity

3.3.2.1. All activities have an inherent complexity there is a point beyond which you cannot simplify a process any further

3.3.2.2. What to do with that complexity: either the system handles it -> removes control from the user or the user -> more decisions, more control

3.3.2.3. Suggested: handle most of the decision making if possible.

3.3.2.4. Complexity? Which parts the user might like to have and when?

3.3.2.5. Limited options and smart defaults

3.3.2.5.1. The best way to keep rules to a minimum is to limit options

3.3.2.5.2. The most prominent default should be the action that most people do most of the time

3.3.3. Principle 3: Use rules to prevent errors

3.3.3.1. ex: Apple chargers vs. USB

3.3.3.2. ex: Gmail "I've attached" with no attachments

3.3.3.3. Make human errors impossible. Keep copy short. Never use instructional text where a label will suffice.


4.9 Summary

System Dynamics is a methodological approach that is used to implement a conceptual model of a system into a computer model. System Dynamics software takes diagrammatic notations (“Stock and Flow diagrams”) as input and calculates the flows between stocks by using partial differential equations. The result is the temporally continuous dynamic behaviour of the stocks in a system over time. The below table shall sum up, what we have discussed in this chapter:

  • One-stock systems can exhibit growth or decay (linear, exponential, logistic), stable equilibria and oscillations (caused by delay).
  • Two-stock systems additionally can result in oscillations (mutually connected stocks) and multiple equilibria.
  • Three-stock systems additionally can exhibit chaotic behaviour.

Les références

Lorenz, Edward. 1972. Predictability: Does the Flap of a Butterfly’s Wing in Brazil Set Off a Tornado in Texas? na.


Voir la vidéo: Régulation De La Filtration Glomérulaire: Partie I Auto-Régulation Rénale et Mécanisme nerveux. (Juillet 2022).


Commentaires:

  1. Arazuru

    N'alliez-vous pas rechercher Google.com?

  2. Fauran

    Quelque part, j'ai déjà lu quelque chose de pareil, et pratiquement mot pour mot ... :)

  3. Tujas

    Ne parlez pas à ce sujet.

  4. Sarsour

    Cette variante ne me convient pas.

  5. Ya-Allah

    Vous obtiendrez un bon résultat

  6. Akigore

    En cela tout le charme !

  7. Colys

    Il vaut mieux que vous écriviez sur ce que vous savez avec certitude et l'avez essayé sur votre propre expérience, sinon vous versez de l'eau qui n'a pas de sens en substance

  8. Unwin

    Chose merveilleuse et très utile



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